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金沙官网经验 | 开关电源方案选择(1)

来源:admin      发布时间:2019-07-16     
      1.摘要

  决定拓扑选择的一个重要因素是输入电压和输出/输入比。图1示出了常用隔离的拓扑相对适用的电压范围。拓扑选择还与输出功率,输出电压路数,输出电压调节范围等有关。一般情况下,对于给定场合你可以应用多种拓扑,不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用,因为产品设计还有设计者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生产工艺设备、批量、军品还是民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑,必须熟悉每种拓扑的长处和短处以及拓扑的应用领域。如果随便选择一个拓扑,可能一开始就宣布新电源设计的失败。


  


  2.输入和输出


  如果输出与输入共地,则可以采用非隔离的Buck,Boost共地变换器。这些电路结构简单,元器件少。如果输入电压很高,从安全考虑,一般输出需要与输入隔离。


  在选择拓扑之前,你首先应当知道输入电压变化范围内,输出电压是高于还是低于输入电压?例如,Buck变换器仅可用于输出电压低于输入电压的场合,所以,输出电压应当在任何时候都应当低于输入电压。如果你要求输入24V,输出15V,就可以采用Buck拓扑;但是输入24V是从8V~80V,你就不能使用Buck变换器,因为Buck变换器不能将8V变换成15V。如果输出电压始终高于输入电压,就得采用Boost拓扑。


  如果输出电压与输入电压比太大(或太小)是有限制的,例如输入400V,要求输出48V还是采用Buck变换器,则电压比太大,虽然输出电压始终低于输入电压,但这样大的电压比,尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围,但是,限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大,功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑,可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。


  3开关频率和占空比的实际限制


  3.1开关频率


  在设计变换器时,首先要选择开关频率。提高频率的主要目的是减少电源的体积和重量。而占电源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器件占开关电源的体积(20%~30%),重量(30%~40%),损耗20%~30%。根据电磁感应定律有




  式中U-变压器施加的电压;N-线圈匝数;A-磁芯截面积;ΔB-磁通密度变化量;f-变压器工作频率。


  在频率较低时,ΔB受磁性材料饱和限制。由上式可见,当U一定时,要使得磁芯体积减少,匝数和磁芯截面积乘积与频率成反比,提高频率是减少电源体积的主要措施。这是开关电源出现以来无数科技工作者主要研究课题。


  但是能否无限制提高开关电源频率?非也。主要有两个限制因素:第一是磁性材料的损耗。高频时一般采用铁氧体,其单位体积损耗表示为


  式中η-不同材料的系数;f-工作频率;Bm-工作磁感应幅值。α和β分别为大于1的频率和磁感应损耗指数。一般α=1.2~1.7;β=2~2.7。频率提高损耗加大,为减少损耗,高频时,降低磁感应Bm使得损耗不太大,违背了减少体积的目的。否则损耗太大,效率降低。再者,磁芯处理功率越大,体积越大散热条件越差,大功率磁芯也限制开关频率。




  图2Buck变换器功率管电流、电压波形


  其次,功率器件开关损耗限制。以Buck变换器为例来说明开关损耗。图2是典型的电流连续Buck变换器功率管电流电压波形图。可以看到,晶体管开通时,集电极电流上升到最大值时集电极电压才开始下降。关断时,集电极电压首先上升到最大值集电极电流才开始下降。假定电压、电流上升和下降都是线性的。可以得到开关损耗为




  式中tr=tri+trv—开通时电流上升时间与电压下降时间之和;td=tdi+tdv—关断时电压上升时间与电流下降时间之和。一般tr+td<T/20。假定tr=td=ts—开关时间。则


  如果电流断续,只有关断损耗,开关损耗为




  可见,开关损耗与频率、开关时间成正比。断续似乎比连续开关损耗少一半,但应当注意,在同样输出功率时,功率管电流至少是电流连续时的一倍,除了器件电流定额加大,成本增加外,导通压降损耗也增加。滤波电感磁芯工作在正激变压器状态,磁芯和线圈高频损耗也将大大增加。


  虽然,通过软开关技术可以减少开关损耗,但请注意,软开关总是利用LC谐振,谐振电流(或电压)很大,谐振电流通过晶体管、电感L和电容C,这些元器件也是有损耗的。有时只提高效率1~2%,但电路复杂,元件数增多,成本增加,有时甚至得不偿失。目前用MOSFET开关的电源,功率在5kW以下,工作频率一般在200kHz以下。BJT最高达50kHz。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET与IGBT(BJT)组合管最高也不超过100kHz。变换功率几十瓦,当然工作频率可以提高。


  此外,变换功率越大,电流电压越大,如果大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率,大功率管需要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大,为避免电流集中降低开关时电流升降速率也增加了开关时间。可见,变换功率越大,允许开关频率越低。


  如果你听说他的开关电源工作频率可达几个MHz,你得问问他的变换功率有多大?


  3.2占空度


  开关变换器的变换比(输出电压与输入电压比)太大或太小是有限制的。首先,变换器占空比(开关导通时间与开关周期之比)受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓扑中,占空比不能大于0.5。总之,通用PWM控制IC芯片通常不保证占空比能大于0.85;有些芯片在合理的工作频率下,也不保证占空比在0.05以下能以较小的损耗快速驱动MOSFET的栅极。


  例如,开关频率为250kHz,周期为4?s,如果占空比是0.1,MOSFET的导通时间仅为0.4?s,要是MOSFET的开通时间为0.1?s,关断时间也为0.1?s,几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了,损耗加大。这就为什么变换功率越高,工作频率越低的原因之一。


  不管控制IC和高电流栅极驱动等等,只要不将占空比设计在最小0.1和最大0.8(对于0.5限制度变换器为0.45)之外,那就不必担心。


  如果采用的拓扑有变压器,变比可以调节占空度。但变比也有限制。如果变比太大或太小,初级与次级导线尺寸相差太大,线圈绕制发生困难。一般初级与次级匝比最大为10:1,最小为1:10。要是你需要由很低的电压获得高压,你是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压电路提升电压。


  4.几个输出?


  紧接占空比的问题是多少输出。例如,如果不是1个输出,Buck是不适合的。在有些情况下,可以加后续调节器得到另一个电压,实际的例子是用Buck变换器产生5V输出,再由线性调节器(或另一个开关)从5V输入产生一个3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。


  最坏的情况下,设计多个独立的变换器,而不是采用复杂的许多线圈的磁元件。在开始设计之前,你得考虑考虑,要是采用多输出变换器,或许节省了几块钱的控制IC,但可能花几十块钱做那个复杂的多线圈磁元件。在设计之前,首先应权衡磁元件、电路元件及附加成本,不要就事论事。


  5.隔离


  在设计前预先要知道次级与初级是否需要隔离。如输入由电网或高压供电,作为商品有安全规范(以及EMI问题)需要隔离的要求。典型的例子是输入与输出有500V交流耐压要求。你知道安全要求后,有些拓扑,像没有隔离的Buck,Boost等等将排除在外。


  6.EMI


  在设计开始时就要想到EMI问题,不要等到设计好了再考虑EMI。有些拓扑可能有许多成功地避免EMI问题。如果是不隔离的系统,因为在系统中不涉及到第三根导线,如单独用电池供电,就没有共模噪声,这使你滤波变得容易。


  此外,某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开,引起输入电流的中断。如果输入电流连续,就没有陡峭的上升和下降沿,电流不会为零,就容易滤波。


  Buck变换器就是输入电流断续的一个例子,因为当开关打开时,输入电流为零。Boost变换器的电感始终接在输入回路中,但输入电流是否连续取决于Boost是否工作在断续还是连续。


  笔者建议大功率电源最好不要采用输入电流断续的拓扑,因为那些拓扑通常需要很花钱的磁元件。

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